某產(chǎn)品輻射騷擾整改思路、方法及實踐案例
某產(chǎn)品首次EMC測試時，輻射、靜電、浪涌均失敗。本篇先討論輻射超標(biāo)。
01 輻射超標(biāo)
50MHz 、100MHz 、130MHz 、200MHz，4個頻點明顯超標(biāo)，其中130MHz 左右最明顯，超出 19dB；后將電路板僅僅保留開關(guān)電源部分，150MHz 附近超標(biāo)嚴(yán)重，下圖為垂直位置的輻射（因為整個實驗過程中垂直位置整體結(jié)果較水平要差，因此全文僅針對垂直位置的輻射結(jié)果進行闡述）。
02 問題定位
從頻率上來看，輻射源不可能是射頻模塊以及后級 LDO 電路， 縱覽整個電路系統(tǒng)各個 電路功能的工作頻率，只可能是 MCU 的 8MHz 晶振以及前級開關(guān)電源2造成的。
在檢測機構(gòu)輻射測試超標(biāo)后，第一時間將射頻模塊、MCU 及其外圍（包括晶振） 全部 停止供電，仍然超標(biāo)，至此可以確認(rèn)是開關(guān)電源導(dǎo)致的輻射問題。
回到實驗室， 重點尋找輻射的來源，利用示波器的探頭可以快速掃描板上輻射嚴(yán)重的區(qū) 域，如下圖所示：
圖1 簡易探測環(huán)原理
將鱷魚夾夾至探頭探針，便形成了一個探測環(huán)， 將探測環(huán)緩慢地在PCB板上方1~2cm附近移動，如 果某處存在高頻干擾，則會在附近形成變化的磁力線分布，磁力線穿過探測環(huán)便形成了磁通， 變化的磁通將 會在環(huán)上形成感應(yīng)電壓。
此時，將示波器設(shè)置為“余輝”模式，若某處輻射強烈，則會將波形抬高，利用這 種方法找出波形最高時對應(yīng)的探測位置。當(dāng)然，也可自行繞制一個多匝空心線圈以提高靈敏度。
上圖出自《High-Speed Digital Design》Measurement Techniques 章節(jié)的第 87 頁， 該章節(jié)本意是用于說明為什么測量電源紋波時不能使用鱷魚夾，而在本案例中， 反其道而行之， 故意讓探頭收集更多的噪聲以更快發(fā)現(xiàn)干擾源。
通過這種簡單的辦法，很快發(fā)現(xiàn)開關(guān)電源芯片上方的輻射最為強烈，與其緊挨的器件是一顆肖特基二極管，即續(xù)流二極管。由于 MOS 管集成在開關(guān)電源芯片內(nèi)部，無法測量到 MOS 管的開關(guān)波形，因此可以測量續(xù)流二極管兩端的電壓波形：
圖2 BUCK續(xù)流二極管位置
圖3 續(xù)流二極管兩端的電壓振鈴 (MOS 導(dǎo)通時)
圖3紅圈內(nèi)的振鈴明顯有“過沖”現(xiàn)象，將這部分波形展開，發(fā)現(xiàn)其振蕩頻率恰好為122MHz，如圖4所示，這與152MHz 超標(biāo)頻點非常接近！進一步分析可以知道，這個振鈴是由于二極管的反向恢復(fù)引起的， 要想消除這個電壓振鈴，最簡單的辦法是在D2兩端并聯(lián)RC吸收電路。
圖4 續(xù)流二極管電壓振鈴頻率
03 RC 參數(shù)選擇
經(jīng)過不斷嘗試，選擇了2200pF+10Ω的組合（實驗結(jié)果表明，電容越大，電壓尖峰越低，但是圖7中綠色箭頭標(biāo)示的電壓下降斜坡也會越平緩，同時緊跟其后的諧振波形周期數(shù)也會越少，這是因為LC諧振頻率 f 反比于C值，至于這個諧振則屬于輕載時的正?，F(xiàn)象）。
這里要特別注意電阻 R 的功率選取，若電阻額定功率太小則其會被燒毀，最簡單的辦法是先用1206 的 10Ω電阻應(yīng)用在電路中，隨后用示波器測量R兩端的電壓波形，調(diào)出波形的RMS電壓，用這個電壓VRMS 計算出電阻R的功率P=V2RMS/R。
在本案例中，VRMS約為1V，則電阻功率為 0.1W，穩(wěn)妥起見，降額50%，則至少需要0.2W，因此最終選擇了1210封裝的電阻。
圖5、圖6分別示出了重載和輕載時的續(xù)流二極管電壓波形，不難發(fā)現(xiàn)，通過增加RC吸收電路，已經(jīng)完全解決了電壓振鈴問題，圖7即為上升尖峰展開波形， 可以發(fā)現(xiàn)已經(jīng)沒有振蕩發(fā)生。
圖5 重載時的續(xù)流二極管電壓波形
圖6 輕載時的續(xù)流二極管電壓波形
圖7 續(xù)流二極管的電壓上升波形 (MOS 管導(dǎo)通時)
04 解決之道
基于上面的實驗結(jié)果，并不能認(rèn)為輻射超標(biāo)問題已經(jīng)解決，影響輻射測試結(jié)果的因素很多，因此整改手段不能僅有一個，在前往檢測機構(gòu)之前，必須有多種方案可供選擇才不至于無功而返。
①RC吸收
顯然，RC吸收電路可以在源頭上遏制輻射的產(chǎn)生， 對測試結(jié)果有積極的作用。
②磁環(huán)
將磁環(huán)套于電源線上，對比前后的測試結(jié)果可以快速驗證此輻射是否屬于共模輻射，這種方法是在共模電壓/電流的傳播路徑上制造障礙以及消耗能量。
③共模電感
最初設(shè)計電源輸入級時，并未加入共模電感，一是產(chǎn)品沒有EMC認(rèn)證方面的需求，二是為了節(jié)省成本，然而后期市場需求發(fā)生了變化，因此不得不解決輻射超標(biāo)的問題，但此時 PCB 已無多余空間用于安裝共模電感，怎么辦？
在不確定共模電感究竟能帶來多大改善的情況下，貿(mào)然改板斷然是不合適的。為此，自制了一個EMI濾波器，如圖8所示，為了使連接可靠，特意加上了一個DC圓頭用于與產(chǎn)品電源接口對接，最后將電源線通過鱷魚夾夾至TP5和TP6即可。
圖8 自制的輸入濾波器
④差模電感
外接一個由差模電感組成的EMI濾波器，此濾波器主要用于減小差模輻射。和圖8類似，差模電感濾波器的原理圖和實物與共模電感相差無幾，唯一的區(qū)別是 L2使用了兩個分立的電感代替。
05 實地驗證
方案擬定好后，就該準(zhǔn)備前往EMC檢測機構(gòu)進行測試了。出發(fā)前，先分析4個解決方案的易操作程度：方案2最容易驗證，只要將磁環(huán)往電源線上一扣就好；方案3、4可通過自制一個濾波器串接在電源接口處，也好實現(xiàn)；但方案1需要拆裝產(chǎn)品并焊接電阻電容稍顯麻煩，因此，測試驗證順序應(yīng)當(dāng)依次是方案2-3/4-1。
①獲得原始數(shù)據(jù)
圖9 待整改機器垂直輻射測試結(jié)果 (原始數(shù)據(jù))
②串入磁環(huán)
123MHz對應(yīng)的1/4波長為0.6m，與電源線電纜長度非常接近，極有可能屬于共模干擾通過線纜輻射出去的（共模電壓驅(qū)動的天線），對付共模輻射首先想到的是電源線上套磁環(huán)，因為簡單易行。
圖10 電源線繞磁環(huán)一圈測試結(jié)果
為了增加效果， 特意將電源線繞磁環(huán)一圈測試，對比圖9（原始數(shù)據(jù)）和圖10發(fā)現(xiàn)，增加磁環(huán)之后垂直方向的輻射超標(biāo)改善非常明顯，123MHz超標(biāo)頻點已被消滅，僅剩下228MHz附近超標(biāo)0.9dB！至此可以確定，該輻射主要是共模輻射。既然是共模輻射，采用共模電感應(yīng)能取得同樣的效果，之所以考慮共模電感， 一是出于產(chǎn)品外觀考慮，不允許串接一個體積太大的磁環(huán)；二是因為實驗中使用的磁環(huán)型號未知（某寶淘來的，據(jù)說是 TDK 的)。
③共模電感
將磁環(huán)拆下后，接入事先準(zhǔn)備好的EMI濾波器，上電測試—這里需要指出，實際上共模 電感濾波器準(zhǔn)備了兩套，唯一不同的是板上共模電感的型號，盡管它們同屬于TDK的ACM4520系列，但頻率-阻抗曲線稍有不同，ACM4520-231-2P-T000和ACM4520-421-2P-T000的頻率-阻抗曲線如圖11所示。
圖11 421和231阻抗特性曲線
在低于300MHz頻率時，421的整體阻抗要比231高，而要整改的頻點低于300MHz，因此可以大膽地猜想：帶有421的濾波器的產(chǎn)品輻射水平應(yīng)比231要略低。
而實際情況和猜想一致，如圖12 和圖13，紅色波形代表231濾波器，黑色波形代表421濾波器，通過對比不難發(fā)現(xiàn)，在100M~300MHz區(qū)間內(nèi)，421的輻射水平整體比231要低，同時即便是采用231余量也很充足。特意讓EMC檢測機構(gòu)的員工幫我把兩個波形合成到一張圖里便于對比。
圖12 垂直位置 231 (紅色波形) 與421(黑色波形) 濾波器輻射測試結(jié)果
圖13 水平位置 231 (紅色波形)與 421 (黑色波形) 濾波器輻射測試結(jié)果
圖14 采用 231 濾波器后余量充足
④RC的影響
在驗證RC吸收方案之前，已將上一步驟中的 EMI濾波器撤掉。前面提到，電容最終選擇了2200pF，電容太大的影響已經(jīng)闡明，那么電容偏小又會對輻射測試造成何種影響？
方法一：R不變，C取值1000pF
圖15 使用1000pF吸收電容時的輻射測試結(jié)果
對比圖15和原始數(shù)據(jù)圖9可以發(fā)現(xiàn)，一方面，單純使用RC吸收電路（不加磁環(huán)、不加共模電感）改善也很明顯，只是存在余量不足的問題；另一方面，實驗室的結(jié)果表明，2200pF是比較合適的，為此將電容改為2200pF，再次測試。
方法二：R不變，C改為220pF
圖16 使用2200pF吸收電容時的輻射測試結(jié)果
對比圖15和圖16可知，RC吸收電路中，電容也有一個最佳取值，其大小對輻射測試結(jié)果影響很大。
06 方案合并
將EMI濾波器（選擇了231，是因為額定直流電流相比421更大）和RC電路（10Ω+2200pF）合并到產(chǎn)品上，再行測試，堪稱完美！至此，輻射整改完成。
圖17 最終測試結(jié)果 231+10Q+2200pF
07 原理探究
①右手螺旋定則
圖19 右手螺旋定則的兩種形式
圖20 直導(dǎo)域的磁力線分布
右手定則可用于快速判斷直導(dǎo)線和螺線管的磁力線方向。
對于螺線管而言（圖右），讓4個手指彎曲的方向與電流方向一致，伸直大拇指，則大拇指的方向即為磁力線（磁場）方向
對于通電直導(dǎo)線而言，讓大拇指指向電流方向，則其余4個手指彎曲的方向即為磁場方向，如圖18所示，直導(dǎo)線的磁力線分布是以導(dǎo)線為軸線的無數(shù)個同心圓組成，越靠近軸心，磁力線越密集。由于使用的介質(zhì)是導(dǎo)磁性很差的空氣，因此磁力線雜散分布在一個非常大的空間范圍內(nèi)，感應(yīng)磁場B也很小。
②磁環(huán)原理
將磁環(huán)扣到電源線上的形態(tài)如圖20所示，產(chǎn)品工作時，將會有兩種形式的電流存在：差模電流和共模電流。ID是差模電流，在兩根線上大小相同但方向相反；IC是共模電流，在兩根線上大小、方向均相同。
圖20 磁環(huán)的使用和原理
這兩種電流同時存在于整段導(dǎo)線中，但為了便于說明問題，將其分別獨立放置在左側(cè)（共模電流） 和右側(cè)（差模電流）。若將磁環(huán)從中間剖開，則共模電流（左側(cè)）均是垂直紙面向里+；而差模電流（右側(cè)）的一支垂直紙面向里+，另一支垂直紙面向外 。
對共模電流的影響
現(xiàn)在來研究左側(cè)的磁場分布情況。分別對兩根導(dǎo)線使用右手螺旋定則可以發(fā)現(xiàn)，兩根導(dǎo)線的磁場均為順時針方向，即磁場是互相增強的。與圖18稍有不同，由于鐵氧體磁環(huán)的導(dǎo)磁率很高，為磁路提供了低阻的通路（可類比電流的特性），因此大部分磁力線都被限制在磁環(huán)內(nèi)部，只有極少的磁力線“逃逸”，相比單純把兩根導(dǎo)線放在空氣中的情況，磁環(huán)為兩根導(dǎo)線提供 了磁場強耦合并產(chǎn)生了比原來大得多的感應(yīng)磁場B。
簡言之，一方面，磁環(huán)使得兩個磁場互相疊加；另一方面限制了磁力線的分布范圍，后者可以減小輻射產(chǎn)生，那磁場疊加有什么作用？
對比電源線增加磁環(huán)前后的情況，對其中一根導(dǎo)線而言，變化同樣的電流Δi，感應(yīng)磁場變化ΔB比原來更大了，在截面積S和匝數(shù)N不變的情況下，電感L也會比之前大。
電感的一個重要特性便是“減緩電流變化 Δi/Δt ”，而輻射恰恰是過大的Δi/Δt 造成的，因此 磁環(huán)抑制共模輻射干擾的原理便在此。
輻射能量不會憑空消失，變化共模干擾電流將會在磁環(huán)內(nèi)部激發(fā)出變化的磁場，變化的磁場又會激發(fā)出感應(yīng)電壓，感應(yīng)電壓又會產(chǎn)生渦流，渦流會最終被磁環(huán)內(nèi)部的等效電阻消耗，以熱能形式耗散。
對差模電流的影響
同樣的分析可以應(yīng)用在差模電流的情況，唯一不同的是，兩根導(dǎo)線的磁場分布是相反的，磁場互相抵消，由于導(dǎo)線中的電流大小相等，產(chǎn)生的磁場H大小相同，在互相靠近的情況下，在磁環(huán)內(nèi)的兩個感應(yīng)磁場大小相同、方向相反，因此合成之后的感應(yīng)磁場B幾乎為0，對任意一根導(dǎo)線而言，相當(dāng)于是一段“無感導(dǎo)線”，對差模電流不會產(chǎn)生任何抑制作用。
有了之前的分析基礎(chǔ)，再結(jié)合右手螺旋定則，我們可以很容易地對圖21的兩種情況作出結(jié)論：
圖21 共模電流和差模電流分別流過共模電感
圖22 漏感的形成
理論上，共模電感對共模電流表現(xiàn)為感性，而對差模電流則表現(xiàn)出“無感”。然而實際和理論總有些許出入，因為共模電感存在一定的漏感當(dāng)兩支差模電流在磁環(huán)中激發(fā)出兩個方向相反大小相等地感應(yīng)磁場時，理想情況下應(yīng)該全部集中在磁環(huán)中并互相抵消，但事與愿違：總有一小部分磁力線從磁環(huán)中逃散，經(jīng)過空氣形成閉環(huán)（紅色橢圓），這部分磁力線（磁通） 無法互相抵消。
這將產(chǎn)生一個串聯(lián)的“小電感”，這樣一來，共模電感 將對差模電流也有一定的阻礙作用，相當(dāng)于在共模電感的兩個繞組中各串入了一個小電感Lk’和 Lk’’，它們彼此獨立， 并且不存在共模電感兩個繞組之間的耦合關(guān)系，又因為它們是串聯(lián)在差模電流回路中，因此等效于單個Lk電感（Lk’+Lk’’）。
這個漏感的存在并非是壞事，因為其對于差模電流干擾是有抑制效果的，也正因為如此，很多產(chǎn)品的電源輸入級特意省掉了差模電感，其原因就在于共模電感的漏感可以充當(dāng)差模電感。
圖23 共模電感的等效模型
匝數(shù)的影響
眾所周知，共模電感的匝數(shù)越多，感量越大，按道理來說對共模干擾電流的抑制也會越強烈，對抗輻射也越有利，然而事實真的如此嗎？
當(dāng)共模電感匝數(shù)過多時，匝間電容無法被忽略并且開始發(fā)揮作用。依據(jù)平行板電容公式可以定性分析問題：對于同一個鐵氧體磁環(huán)，感量越大，繞制的匝數(shù) 也會越多，匝與匝間距 d 也會越小，這將導(dǎo)致匝間電 容增大。
圖24 共模電感匝間電容
如圖22所示，對于第1匝而言，其與第2匝之間存在一個匝間電容電容C12，不僅如此，其與第3匝、第4匝之間還存在C13 和C14，這些電容通過各種途徑并聯(lián)在一起， 這還只是分析了其中一匝，若將其他所有匝間電容疊加起來，總的等效電容會相當(dāng)可觀。
于是，會有一部分共模干擾電流流經(jīng)電容而不受共模電感的抑制作用而對外輻射導(dǎo)致共模電感失效（紅色電流路徑），因此在很多場合，需要感量很大的共模電感但又不得不考慮匝間電容的場合，會使用兩個或以上的共模電感串聯(lián)使用形成兩級或多級濾波。
工字電感 VS 屏蔽電感
既然已經(jīng)說到了磁力線分布，順帶說一下工字電感與屏蔽電感的不同之處。
利用右手螺旋定則可以很方便地判斷磁場方向， 而分析兩種器件的物理結(jié)構(gòu)可以很容易畫它們的磁力線分布。
屏蔽電感等效于一個套上鐵氧體外殼的工字電感， 其與工字電感的磁路不同，它的鐵氧體外殼極大地限制了磁力線的分布范圍，同樣條件下干擾和輻射要比工字電感小得多。
工字電感的磁路只能經(jīng)由空氣形成閉合的磁力線，磁力線將在周圍很大一部分空間范圍分布，容易導(dǎo)致干擾和輻射問題。
工字電感之所以沒被淘汰，其一是因為價格低廉，再者因為磁路上的氣隙非常長（空氣），即使流過大電流也不容易飽和，因此工字電感往往感量可以做得很大，而屏蔽電感感量一般很少上mH級別，又因為比較封閉，散熱條件不及工字電感，綜合看來，它們一時間也難分高下，具體使用誰，完全取決于工程師的取舍。
