針對(duì)手機(jī)RF電路設(shè)計(jì)的差分散射參數(shù)測(cè)試方法

針對(duì)手機(jī)射頻(RF)電路設(shè)計(jì)，本文以對(duì)聲表濾波器的測(cè)試為例探討了以下三個(gè)問(wèn)題：如何用單端矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)量差分網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)；差分網(wǎng)絡(luò)到單端網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)換時(shí)的共模干擾問(wèn)題；雙端網(wǎng)絡(luò)雙共軛匹配問(wèn)題。

在設(shè)計(jì)手機(jī)的射頻電路時(shí)，常會(huì)遇到帶有差分端口的低噪聲放大器、混頻器、聲表濾波器等。圖1是TD-SCDMA手機(jī)射頻接收電路，其中MAX2392的低噪聲放大器輸出是單端的，而MAX2392的混頻器輸入是差分形式的，低噪聲放大器與混頻器之間是一個(gè)單端到差分形式的聲表濾波器和必要的匹配網(wǎng)絡(luò)，在設(shè)計(jì)該匹配網(wǎng)絡(luò)時(shí)，需要知道混頻器輸入端差分散射參數(shù)和聲表的散射參數(shù)，通常網(wǎng)絡(luò)分析儀都不是差分型的。下面以對(duì)聲表的測(cè)試為例來(lái)說(shuō)明如何測(cè)試差分散射參數(shù)。

物理三端口散射參數(shù)

在設(shè)計(jì)該手機(jī)的射頻電路時(shí)，我們選用的是Epcos公司的LH46B聲表面波濾波器，Epcos公司提供了一塊評(píng)估板，如圖2所示，端口1為單端型輸入端口，端口2、3組成差分型輸出端口。在評(píng)估該器件時(shí)，先將其視為一般的三端口網(wǎng)絡(luò)，用一般的矢量網(wǎng)絡(luò)分析儀很容易測(cè)得其三端口散射參數(shù)，具體過(guò)程如下：

1. 端口3接匹配負(fù)載，用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)端口1、2的雙端散射參數(shù)，記為SA；

2. 端口2接匹配負(fù)載，用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)端口1、3的雙端散射參數(shù)，記為SB；

3. 端口1接匹配負(fù)載，用網(wǎng)絡(luò)分析儀測(cè)端口2、3的雙端散射參數(shù)，記為SC；

4. 物理三端口網(wǎng)絡(luò)散射參數(shù)ST為等式(1)所示：

一般來(lái)說(shuō)，差分端口并不是理想的，通過(guò)研究上面得到的物理三端口網(wǎng)絡(luò)散射參數(shù)ST會(huì)發(fā)現(xiàn)：

理想情況下，端口1加一點(diǎn)頻激勵(lì)信號(hào)，在端口2與端口3應(yīng)得到大小相等，相位差180度的信號(hào)，也就是說(shuō)在端口2與端口3上得到一個(gè)差分信號(hào)，實(shí)際上在端口2與端口3上還存在著大小與相位都相等的信號(hào)，即共模信號(hào)。若將差模信號(hào)看作一個(gè)端口，共模信號(hào)看作一個(gè)端口，再加上原來(lái)的端口1，這樣就組成了一個(gè)新的三端口網(wǎng)絡(luò)，稱為模式三端口網(wǎng)絡(luò)。

模式三端口網(wǎng)絡(luò)散射參數(shù)

現(xiàn)在的問(wèn)題是該如何由物理三端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)導(dǎo)出模式三端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)。聲表器件屬于無(wú)源網(wǎng)絡(luò)，且不含有各向異性介質(zhì)材料，其散射參數(shù)必然是互易的，就是說(shuō)物理三端口網(wǎng)絡(luò)僅有6個(gè)獨(dú)立參數(shù)。差模與共模信號(hào)只是端口2與端口3信號(hào)的線性組合，所以模式3端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)也必然是互易的，即只有6個(gè)獨(dú)立參數(shù)(E3)。觀察圖3可以看到端口1在兩種散射參數(shù)信號(hào)流圖中未變，故：

SM₂₂是反映有端口1來(lái)激發(fā)出差模信號(hào)能力的參數(shù)，根據(jù)差模信號(hào)的定義，它應(yīng)是ST₁₂與ST₁₃的差，考慮到差模端口等效為將端口2與端口3串接起來(lái)，故其此時(shí)特征阻抗已是原來(lái)兩倍。假定端口2信號(hào)的相位為差模信號(hào)相位，這樣可以得到：

SM₃₃是反映有端口1來(lái)激發(fā)出共模信號(hào)能力的參數(shù)，根據(jù)共模信號(hào)的定義，它應(yīng)是ST₁₂與ST₁₃和的一半，考慮到共模端口等效為將端口2與端口3并接起來(lái)，故其此時(shí)特征阻抗已是原來(lái)一半，這樣可以得到：

SM₂₂，SM₃₂分別是反映端口2與端口3在等幅反相信號(hào)激勵(lì)時(shí)，在反射波中產(chǎn)生差模分量與共模分量能力的一個(gè)量，將物理三端口網(wǎng)絡(luò)的端口1接匹配負(fù)載，端口2加激勵(lì)信號(hào)：

端口3加激勵(lì)信號(hào)：

這兩個(gè)激勵(lì)信號(hào)合起來(lái)等效為在差模端口加激勵(lì)信號(hào)：

現(xiàn)在分別計(jì)算端口2與端口3反射波中差模與共模信號(hào)成分，它們?cè)跀?shù)值上應(yīng)分別等于SM₂₂，SM₃₂，值分別是等式(4)、(5)所示。

SM₃₃是反映端口2與端口3在等幅同相信號(hào)激勵(lì)時(shí)，在反射波中產(chǎn)生共模分量能力的一個(gè)量，將物理三端口網(wǎng)絡(luò)的端口1接匹配負(fù)載，端口2與端口3同時(shí)加激勵(lì)信號(hào)：

這兩個(gè)激勵(lì)信號(hào)合起來(lái)等效為在共模端口加激勵(lì)信號(hào)：

現(xiàn)在來(lái)計(jì)算端口2與端口3反射波中共模信號(hào)成分，它在數(shù)值上應(yīng)等于SM₃₃。

其值見(jiàn)等式(6)：

綜合等式(2)至等式(6)，可以得到完整的模式三端口網(wǎng)絡(luò)散射參數(shù)，整理后得到等式(7)：

需要特別注意的是此處得到的該散射參數(shù)各端口并不是利用統(tǒng)一的特征阻抗作歸一化，假定端口1的特征阻抗為Zo，則端口2(差模信號(hào)端口)為2 Zo，端口3(共模信號(hào)端口)為Zo/2。

共模抑制比

MAX2392是一個(gè)零中頻的射頻接收機(jī)，為解決本振信號(hào)的泄漏問(wèn)題，MAXIM 公司采用了差分形式的混頻器，從圖1看到當(dāng)共模形式的本振信號(hào)有混頻器輸入端泄漏出來(lái)時(shí)，聲表會(huì)對(duì)此產(chǎn)生抑制(此處回避了匹配網(wǎng)絡(luò)的影響)，這兒可以定義共模抑制比如下：

該共模抑制比反映了泄漏到天線端口的本振信號(hào)大小，該共模抑制比越大越好。

研究圖3所示的散射參數(shù)信號(hào)流圖，我們發(fā)現(xiàn)還有另外一種共模到差模的轉(zhuǎn)換形式：

該共模抑制比優(yōu)劣與直流偏移量有關(guān)。本振信號(hào)通過(guò)空間輻射等途徑耦合到LH46B 差分端口應(yīng)是共模信號(hào)，該共模信號(hào)經(jīng)LH46B反射后產(chǎn)生的差模信號(hào)會(huì)直接加到混頻器輸入端，從而與本振自混頻產(chǎn)生直流。該共模抑制比越大越好。

差分端口匹配問(wèn)題

通過(guò)將物理三端口網(wǎng)絡(luò)轉(zhuǎn)化為模式三端口網(wǎng)絡(luò)，可以非常方便設(shè)計(jì)其輸入輸出匹配電路。一般情況下，共模端口影響較小，在設(shè)計(jì)匹配電路時(shí)認(rèn)為它始終接匹配負(fù)載，這樣原有的三端口網(wǎng)絡(luò)就變成了模式2端口網(wǎng)絡(luò)(端口1與差模端口)，利用簡(jiǎn)單的雙端口匹配理論即可解決該問(wèn)題。模式2端口網(wǎng)絡(luò)的散射參數(shù)如下：

為方便敘述，我們稱端口1為源端，端口2為負(fù)載端。一般情況下中頻聲表的匹配電路設(shè)計(jì)都屬于窄帶匹配，也就是說(shuō)只要考慮其中心頻點(diǎn)處匹配就可以了；射頻聲表往往要覆蓋較寬的頻帶，匹配電路相對(duì)復(fù)雜些，所幸的是一般射頻聲表不需做什么匹配。此處MAXIM的混頻器輸入阻抗為200Ω，需要檢驗(yàn)一下EPCOS的聲表平衡端是否為200Ω，等式(11)至(23)將給出最佳源端與負(fù)載端阻抗：

圖4、5是根據(jù)LH46B測(cè)試數(shù)據(jù)計(jì)算出的最佳源端與負(fù)載端阻抗曲線。

有圖4與圖5可以看到在TD-SCDMA頻段(2,010MHz~2,025MHz)內(nèi)，最佳源阻抗與負(fù)載阻抗變化較大，故難以用簡(jiǎn)單電路實(shí)現(xiàn)雙端共軛匹配。觀察最佳負(fù)載端阻抗實(shí)部曲線，發(fā)現(xiàn)其阻抗有頻段低端的220ohm一直變到頻段高端的40ohm，這里取其幾何平均值作為最佳負(fù)載阻抗，而對(duì)于源端不作匹配：

利用SMITH圓圖工具，可得到圖6的匹配電路。

因?yàn)镸AX2392混頻器的輸入阻抗為200ohm，所以此處負(fù)載端特性阻抗取為200ohm。

圖7是作匹配前與匹配后傳輸特性的一個(gè)比較。

圖7中藍(lán)色的曲線是匹配后的仿真結(jié)果，紅色的是未加匹配電路的仿真結(jié)果。匹配改善了帶內(nèi)平坦度，但中心頻點(diǎn)處插損略有變差。

作者：王險(xiǎn)峰
高級(jí)射頻工程師
Maxim公司